相干光通信很复杂的光通信技术，是德科技将为我们详细的介绍什么是相干光通信，文章分为上下两部分，本篇主要讨论相干信号的调制技术和发射机复杂调制部分，下一篇将重点讨论相干接收部分的相关联的内容，感谢是德科技团队为咱们提供的技术文章。

  文章开始前，插入广告：是德科技在5月29日上海浦东嘉里大酒店，一年一度的科技饕餮盛宴“KeysightWorld2019”还将为您讲解更多光通信，数据中心最新行业趋势，前沿技术探讨研究。请扫二维码提前报名还能领取精美礼品哦！

  上篇中的最后部分，说明了复杂光调制方案对发射机结构的影响。无独有偶，接收机同样要求我们用特殊的结构去检测。

  在on/off键控(OOK)能够最终靠简单的一个光电二极管探测到信号，并将光功率转换成电流IPhoto。产生于光二极管中的光电流IPhoto与光信号S及其复共轭S*的乘积成正比。

  然而在图1的方程中，结果却只包含振幅AS。IPhoto并不能提供频率ωs和相位φs的任何信息。因此，并不能将右侧时域的QPSK信号直接映射到左侧的IQ图上。只可能大致推导出，通过“0”的下曲线代表四个星座点之间的对角线过渡，中间的曲线”的平直线表示相位不变的情况，这在某种程度上预示着符号后面没发生改变。

  因此，我们应该用更复杂、更全面的方法，来检验测试包含相位信息在内的完整电场信息，所以……我们究竟该怎么检验测试一个光信号的相位呢？

  不同于以往的是，今天的光通信系统更复杂，操作的波长是近红外的，1550纳米的波长所对应的频率竟高达200THz，这样的电场无论时间还是空间，变化速度都实在太快，根本没办法使用在MHz到GHz范围内工作的现有电子设备来进行处理。

  首先，解决这两个问题的关键并不在于测量绝对相位，而在于测量相对已知参考信号的相位。图2描述了基本的检测设置：用理想的单色激光器产生的参考信号R，即本振。所谓相干检测，是利用一束本振光和输入的信号光在光混频器中进行混频，得到与信号光的频率、相位和振幅按相同规律变化的中频信号。

  前文中曾提到的on/off直接检测，是用检测器直接把输入光信号转换为电信号，在这种检测方式中，光信号经光电转换后获得的是中频信号，还需二次解调才能最终转换成基带信号。这种检测方式设备简单、经济实用。

  根据信号光和本振光的频率值的差异，相干检测分为零差检测、外差检测以及内差相干检测。其中零差相干检测可以直接还原基带信号、信噪比最高。

  无论是零差检测、外差检测还是内差检测，其检测根据都来源于接收光信号与本振光信号之间的干涉。

  如图4所示，使用平衡接收机能抑制所有其他与相位无关的项。在这里，在一个分支上将被检测到的信号S和参考信号R做求和，并减去第二个分支上的2x2光合路器(可以是光纤或自由空间光耦合器)。每个分支上产生的信号由一个光电二极管检测。然后利用这两种光电流之间的差，在同样如图4所示的方程中，所有其他项都被消去了，只剩下拍频项。

  为了同时恢复振幅和相位，相干接收机应将分量(I)和分量(Q)作为两个独立的输出信号。为此，需要两个平衡探测器，而一个本振振荡器就提供了I与Q的参考信号，只是相位必须移动π/2得到Q的部分。对于QPSK信号，图5给出了整个设置的概念，这就是IQ解调器。

  这种设置只适用于非偏振-多路复用的相干信号。此外，该信号仅与探测器上偏振状态相同的本振信号分量混合。

  对于双偏振，解调器的概念要进一步的拓展。基础原理保持不变:在偏振分路器之后，现在有两个IQ解调器，一个用于X偏振，另一个用于Y偏振。只有一个本振为所有支路提供参考信号。

  如图6所示。有四个输出信号来解析I和Q坐标，每个偏振方向各有一个输出信号。方程中，所标识的h和v反映了信号相对于接收机偏振参考的水平偏振状态和垂直偏振状态,相当于X和Y偏振平面。利用偏振分光器PBS分开X和Y偏振面上的分量，然后分离出的X和Y偏振分量与本振光源拍频，以此来实现双偏振信号的相干解调。

  在零差接收机中，本振的频率与载波信号本身的频率相同，优点是不再依赖于频率。

  图7量化了零差和外差接收机所需的电带宽。对于零差检测，当本振的频率与信号本身相同时，需要信号光带宽的一半。外差接收机所需的电带宽随本振与信号之间的频偏增大而增大。

  对于相位信息的恢复，本振是必不可少的。另一种解决方案是用信号的副本去覆盖信号，这种方式就有一个参考信号ωR=ωS。

  可能会有小伙伴问，这种方法能有效吗?事实上这种自零差方法是有用的，因为检测随时间的相位变化还是很有意义的。因此，将信号一分为二，并将延迟复制的信号叠加起来作为参考信号，就能够获得相位变化的信息。

  这种测量方法的优点是，它不受由于外部本振和载流激光本身的缓慢频率(相对于符号速率)波动而引起的误差的影响。这种接收机设置称为delaylineinterferometers。下图显示了一个delaylineinterferometers，信号S(t)和被延迟了T时间的信号S(t+T)。

  图8：delaylineinterferometers，这里的方程表明，结果依赖于原始信号与其延迟复制信号相位差的余弦值

  由于这个函数的周期性,只有相位差异在0到π之间才能唯一识别，延迟时间T是载波周期2π/ωS的整数倍。这对于BPSK是足够的，但对于恢复QPSK和更高阶调制方案则需要另一个delaylineinterferometer将相位相对于其他delaylineinterferometer移动π/2，使得能覆盖整个0到2π的相位范围。图9显示了两个delaylineinterferometer的设置，用于接收两个独立的I和Q组件。

  对于delaylineinterferometer，不需要外接本振。因此，避免了引入振荡器的相位噪声并且减少了对信号处理的要求。然而，这种方法的缺点仍然可能会引起我们更愿意选择外差接收器。

  首先，在没有时钟数据恢复(CDR)的情况下，用delaylineinterferometer测量相位随时间的变化，需要比符号周期小得多的延迟和采样周期，但是今天的符号速率已达到了一个很难企及的水平。此外，对于低功率信号，由于参考信号也是低功率的，且传输链路上存在噪声积累，降低了测量灵敏度。无论是采样技术的实现，测量时间的增加，还是需要额外的trigger信号，零差接收机并不是很灵活。

  到目前为止，以上就是所有的时域检测技术。另一大类方法就是检测频谱，通过傅里叶变换得到时域信号。

  为了从复杂调制光信号的频谱中提取调制光信号，我们一定要测量复杂调制光信号的频谱，即振幅和相位信息。

  这可以用一个复杂频谱分析仪分离不同光信号的频率成分。所有的频段都可以用多个检测器同时检测，也可以用扫描窄带滤光器外加单个检测器依次检测。

  为了恢复相位和振幅，再次使用本振作为参考信号。为了恢复这两个参数，需要一个发射两个光频率信号的源。

  频域检测的最大优点是它几乎无限的带宽，这也代表着无限的时间分辨率，带宽取决于本振的扫频范围，即当今可调谐外腔激光器可达到THz范围内的带宽。另一个巨大的优势是不需要高速接收器。

  例如，它只适用于周期信号，此外，还需要一个符号或码型时钟，恢复后的时域信号的精度直接取决于光谱分辨率，而光谱分辨率决定了可以分辨的边带数目，今天能达到的光谱分辨率也限制了码型长度在几十个符号之内。由于这一些因素以及该方法不能实时给出结果，使得频域检测不适用于接收机。事实上，这将导致较长的测量时间和相当复杂的测量设置和信号处理。

  最后，在频率检测中，对所有非周期结果进行平均，例如对偏振模色散(PMD)也是如此，因此无法被补偿。这样一来，就诞生了一个堪比哲学三问的终极问题：

  自零差设置需要很少的信号处理，对相位噪声最不敏感。尽管如此，它们却不是很灵活，只能接近设计符号速率，并没外差实现那么灵敏。

  外差时域检测的新方法则具有最高的灵活性。与频域检测不同，它们能用于实时检测。因此，它们适用于数据网络中的实时信号。通过实时采样，可以在所有域中重建完整的信号，并且不受调制格式的限制。在外差时域检测中，信号长度也没有限制。在信号处理过程中可以补偿PMD和CD。在这种情况下，只有信号处理才是吞吐量限制因素。

  同时，必须考虑到这种方法的测试方案是需要四通道高速设备，即高性能的实时digitizer，要有很低的抖动和噪声，在整个频率范围内具备极高的有效比特数(ENOB)。

  上一段我们总结出最灵活的检测设置是外差时域检测器，它适用于测试实时信号，不依赖于调制格式。

  在图11中，有一个IQ检测器位于左侧，这里显示的接收机结构是由光学互联网络论坛(OIF)推荐的，能提取信号中的所有信息。

  经过模数转换后，数字信号处理(DSP)成为相干光接收机的组成部分。与传统的on/off键控(OOK)相比，它存在色散(CD)、偏振模色散(PMD)等信号失真效应，DSP的使用使其具有很大的吸引力。

  因为DSP支持对CD、PMD和其他缺陷的算法补偿，这样相干检测就提供了完整的光场信息。这在某种程度上预示着复杂的光学调制能够大大减少对PMD补偿器或色散补偿光纤的需求，以及这些模块所导致的延迟增加。

  DSP还可以消除接收器的缺陷。这些缺陷可能是四个电通道之间的channelimbalances、IQ混合后的IQ相位角误差、四个ADC通道之间的时间偏差以及相干平衡接收机的不平衡差分特性。除了接收机的这些缺陷外，DSP还必须补偿发射机和接收机之间光路的信号衰减。它们是CD和PMD、偏振相关损耗(PDL)、偏振旋转或偏振状态转换(PST)，系统ASE噪声和相位噪声。

  通过引入本振(LO)，找到了一种跟踪信号相位随时间变化的方法。但是，外差接收机中的本振（LO）与信号的频率不同，这将导致随时间的线性相位漂移。还记得吗，在前面我们讲过在外差式接收机IPhoto与cos(Δφ+Δωt)成正比。图12显示了QPSK调制的“旋转”星座图。

  因此相位改变速度不能比每个符号时间快π/4，这是两个相邻符号之间的相位差的一半。这又意味着本振(LO)和信号之间的频率偏移量，需要小于QPSK符号时钟的1/8。为了可以跟踪相位，信号必须在具有可预测相位值的时刻采样。对于带宽受限的信号，相位的采样速率小于符号速率。在下图中，红线显示相位可能没办法正确恢复。

  图13：在实际传输系统中，由于给定相位噪声和偏移量的水平，采样率过低，通常不可能恢复相位

  在这种情况下，载波相位噪声和偏移必须在很严格的限制内，以允许相位的恢复。在实际传输系统中，通常情况并非如此，因为在使用实时采集的实际线路中并不是特别需要这么严格的规范。

  下图显示了DFB激光器载波带宽对相位恢复的影响。在更低带宽的情况下，载波相位达到了一个极限，再也无法跟踪相位。符号明显受到相位噪声的影响，而相位噪声是无法消除的。

  现在我们共同来看看偏振。光的完全偏振包含椭圆偏振，线偏振和圆偏振，其中后两者是特殊的椭圆偏振。描述椭圆偏振光各参量之间关系的几种方法：

  斯托克斯空间法，使用Poincare球，极点到赤道表示椭圆偏振，赤道上任一点代表不同振动方向的线偏振。

  为了能够为数字解调器提供两个独立的基带信号(X偏振和Y偏振)，偏振解复用是DSP的一个基本步骤。在此步骤中，必须对PMD和PDL进行补偿，还需要仔细考虑的是偏振对准的问题。在单模光纤(SMF)中，偏振态在传输过程中不被保留。偏振方向沿着信号通过光纤的方式变化(图15)，因此偏振状态(SOP)在末端并不仅仅与接收器的方向有关。在接收端使用偏振分束器，你得到的不是两个独立的信号，而是两个偏振支路的线性组合。保偏光纤倒是可以在偏振对准的情况下可以维持SOP，但由于其较高的衰减率和价格，在数据传输中并没有被应用。

  单模光纤改变了透射光的偏振状态，因此接收机端的偏振分路器没办法提供2个独立的信号，而是一个线性组合。

  光纤通道中全偏振光发生的偏振传递特性函数都可以用琼斯矩阵来数学描述。将发送信号S与琼斯矩阵相乘，得到接收信号R。对于无损伤的理想信道，琼斯矩阵为单位矩阵；接收到的信号与原始发出的信号相同(参见下图16)，其中Sx与Sy分别代表偏振正交复用的两个通道光场，它们是矢量信号，不仅仅包含光功率。如果发射机和接收机是对准的，接收信号和发送信号相同，不存在通道间的偏振串扰。

  所以基本上要确定琼斯矩阵才能从测量到的接收信号中推导出原始信号。这很难做到，因为通常很难得知信号在通道中损伤的大小。

  因此，一般会用所谓的盲算法来逼近原始信号。这种算法不必须了解到原始信号（调制格式除外）。这里，一系列应用于接收信号的均衡器滤波器（参见图17）代表琼斯矩阵的逆矩阵。每个滤波器单元模拟一个信号衰减效应。算法迭代搜索筛选变量的集合(β,k…),因此导致收敛性,这在某种程度上预示着被测符号以最小的误差映射到算法计算出的符号上。

  图17：均衡器滤波器补偿色散(CD)、差分群延迟(DGD)、偏振相关损耗(PDL)和偏振状态变换(PST)模型1*

  这种方法的一个缺点是，它需要恢复两次相同的偏振通道。这样的一个问题被称为算法的奇异性，同时这也是一个很复杂的方法，因每个符号都必须单独处理才能计算下一个迭代步骤。

  在斯托克斯空间中，由于不需要解调，也不有必要了解所使用的调制格式或载波频率，偏振解复用其实就是一个盲过程，因此估计变得更容易。此外，在斯托克斯空间中不存在奇异性问题。

  斯托克斯空间有助于可视化光信号的偏振条件，因此也是观察光通道偏振变化的一个很好的工具。任何完全偏振光的偏振状态都可以用这个三维空间中位于球体表面的点来描述——所谓的庞加莱球体，其中心位于坐标系的原点。球体的半径与光的振幅相对应。沿S3轴的极点表示圆偏振。在S1轴和S2轴形成的赤道平面表示线性偏振，球面上极点和赤道的中间位置为椭圆偏振。

  在图18中看到的实测的X偏振和Y偏振QPSK信号。这两个信号在采样点上可能有四个相位差。这些X和Y信号与这四个相位差的组合形成了了在斯托克斯空间中测量到的蓝点云。(QPSK信号只有一个偏振方向，因此只有一个在S1轴上的积累)这四种状态之间的转换在空间中定义了一个类似透镜的对象(参见图19)。能够准确的看出，任何格式的偏振多路复用信号总是可以定义这样一个透镜。

  图19：PDMQPSK-信号符号之间的转换，在左半球为X偏振(H:水平方向)，在右半球为Y偏振(V:垂直方向)

  当沿着单模光纤的光路面对PST时，透镜在空间中旋转（见图20）。通过旋转，能够获得琼斯矩阵。

  图20：这里是一个PDMQPSK信号的例子，PST导致透镜在斯托克斯空间内旋转，透镜的法线定义了琼斯矩阵

  在斯托克斯空间中，信号衰减效应是如何表示的?如果有PDL，透镜会变形和移位。不过，这不可能影响琼斯矩阵的恢复，即透镜的变形其实是允许有一定量的PDL的数量。CD与偏振无关，不妨碍偏振解复用。在这种情况下，星座图是较好的定量调查工具。

  经过成功的DSP和偏振解复用，终于能确定接收到的符号啦。在QPSK中，决策准则为星座图中测量点的I和Q值(见图21)，即每一个I和Q值为正值的点都被解释为“11”。但在更高级的格式中，不再可能简单地将I和Q值作为决策级别。从图21右侧的漫反射云中能够准确的看出，高阶调制即使使用相干检测位也会发生错误。那么这些错误又该如何量化呢？

  图21：在QPSK中可以基于I和Q值的决策，但在更高级的格式中，不再可能简单地将I和Q值作为决策级别

  复杂的光调制方案要求在发射机和接收机端采用新的调制方法。数字信号处理(DSP)作为相干接收机的一个组成部分，从根本上缓解了对色散影响的担忧。这种好处是相干光通信的一大优点。

  但是，依然需要仔细考虑系统内的其他失真影响，并且一定要进行彻底的error分析。

  从OOK中可知质量衡量标准为在假设高斯噪声分布的情况下，从眼图中估计出的误码率(BER)和Q因子。QPSK调制是在100Gbps传输系统中普遍的使用的一种复杂调制格式，使用两个眼图将其中I-和Q映射到两个独立的眼图上，用眼图也可以推导出上述质量参数。

  在下图中，在Q眼图中有一个从0到1的过渡，用紫色表示，而对于I，用红色表示从1到0的过渡。由于I和Q分量是decoupled的，因此不能将此信息无歧义地投射到IQ-diagram中的符号转换。左边的示例可能是从01或00到11或10的转换，因此能考虑四种可能的转换。同样的当映射Q分量时，是类似的。

  图22：QPSK—信号I、Q分量(单偏振)眼图中，IQ图中符号转换的映射总是模棱两可的，I和Q路径之间的时间偏差只在IQ图中可见

  这种模棱两可可能并不一定会造成问题。然而，如果IQ图发生扭曲或是失真，并不会反映在两个单独的I和Q眼图上。比如说在上图中，两个IQ图中的弯曲对角线转换指向I和Q路径之间的时间偏差，并且很显然I是在Q之前，这在两个眼图中却是看不到的。

  对于更高阶的格式，事情会变得更复杂。查看图23，使用特殊的16-QAM格式。如何将其映射到眼图?

  该图还提醒我们，在复杂调制中，在IQ平面图中判断信号质量更有意义，因为一些失真在此图中看得更加明显。

  其实，这个问题在很多年前在RF领域就已经用直观的方法解决了，即取一个测量点到最近的理想星座点的距离。这个概念适用于任何可以在星座图中显示的调制格式。

  其中N为计算EVM均方根时考虑的测试点个数。除以峰值参考向量的大小可以进行归一化。在图25所示的QPSK信号示例中，四个星座点周围的实测红点误差矢量大小为5%。

  由EVM，还可以推导出信噪比(SNR)。它也称为调制误码率(MER)，定义为传输信号的平均符号功率与噪声功率之比。这包括任何导致符号偏离其理想状态的因素：

  对于只有高斯噪声的情况，可以直接从EVM中预测误码率。如果EVM还受到来自其他失真的影响，那么预测就会变得更为复杂。如果使用简单的模型，测量的误码率没有预测的那么高，因此预测的误码率提供了一个上限。

  通过查看IQ图中的转换，并绘制EVM与时间或频率的关系图，能够在一定程度上帮助找到失线中有两个例子。在左边，将被测信号与“无限”带宽的参考信号作比较；在右侧，将相同的测量结果与使用升余弦滤波器创建的参考信号作比较。两者在符号时间都显示相同的EVM值。

  图26：相同的EVM值，但是EVM与时间的关系揭示了“无限”带宽的问题（左边），而不是升余弦滤波器的问题（右边）

  但从EVM随时间的演化来看，测量到的信号与“无限”带宽参考信号的偏差是由高EVM值反映的。如果发射机中使用的升余弦滤波器具有与参考信号相同的特性，则在符号(右侧)之间的转换时间EVM也较低。这种分析可以有助于你发现信号在跳变及过渡过程中产生的那些错误信息。

  除了EVM外，IQ图还可以推导出其他误差参数，让我们找到光通信系统问题的根源。

  图27给出了一个增益不平衡约为2dB的示例，说明存在一个问题。I和Q的大小相差1.26倍。

  增益不平衡可能是由于发射机侧马赫-曾德尔调制器的射频驱动幅值不平衡造成的。

  IQOffset描述星座图（图28）从原始点的偏移量（即中心频率的功率与平均信号功率的比值）。

  该数据根据结果得出了载波馈通信号的大小。当没有载波通过时，IQ偏移量为零（-无穷大dB）。为信号与偏移量之比：

  IQ偏移通常是由调制器的I或Q路径上的直流偏移或较小的RF驱动振幅和错误的偏置点引起的。

  正交误差量化了I和Q正交相位间的差值。理想情况下，I和Q应该正交(90度)。在图29中，IQ的正交误差接近10度，这在某种程度上预示着I和Q相距80度。

  正交误差通常指向发射机一侧的问题，其中IQ90°移相器可能有错误的偏置点。在这种情况下，眼图也是变形的。

  频率误差显示了载波相对于本振的频率误差。这个误差数据以赫兹表示，它是必须在数字域中添加的频率偏移量，以实现载波锁定。可以补偿的最大频率误差取决于所使用的调制格式（比较图30）。

  相位误差是理想IQ参考信号与符号时间内测量的IQ测量信号的相位差（见图32和图33）。

  相位误差可由载波或本振激光器的相位噪声引起。它也会导致时变频率误差。激光的相位噪声通常用激光线宽进行量化。可以用下面的步骤估计激光线宽，使用卡尔曼滤波相位跟踪算法（见卡尔曼基于滤波器的复杂信号估计和解调），相位误差能够最终靠傅里叶变换，对相位误差频谱进行随时间的估计获得。通过将模型拟合到相位误差谱（见窄线宽相干传输系统连续波激光相位噪声的表征方法）在实际应用中，激光线宽可作为自由拟合参数之一。

  IQSkew测量的是发射器上每个偏振态的I-和Q-信号之间的时间偏差。这是经过测量符号时钟的相位差使用下面的方程：

  IQSkew将导致失真的IQ曲线和EVM值的增加。当把独立的I眼图和Q眼图重叠时，能够正常的看到它们相对于彼此的位移。在非常干净的星座情况下，也可以观察到，在不同的路径之上向上和向下的45度跳变。

  在X和Y偏振之间也有几率存在时间偏差。它的计算公式与IQ偏差相同。X-Y偏振Skew不是影响信号质量测量的一个关键参数，但是实际的接收机只能容忍一定的X-Y偏差。注意，KeysightOMA软件只报告X-YSkew的数值。由于应用了时间校正，相应的眼图不会显示出Skew的影响。

  X-Y偏振不平衡是由于X-和Y-的功率水平不同造成的，根据光功率水平Px和Py计算上限功率变化值ΔPpol如下：

  相干传输技术，无论是检测还是相干光接收一直都是光通信领域的核心技术之一。它的频谱效率比任何直接传输格式都要高，尤其是在长距离和高数据速率的情况下，它既能保持优异的传送性能又能克服信号高速传输而产生的严重损耗。然而，即使在较短的距离，如已经使用的城域数据中心互连(DCI)，以及在数据中心内部，传统的直接传输方式也有一定的可能慢慢被抛弃，以进行相干调制。而未来将会告诉我们，相干传输和直接探测方式谁会因为其在价格、大小和功耗方面的优势而占上风。

  当然在当前的数通领域，相干光调制和直接探测仍旧在一同推动短距和长距传输从100G升级到400G甚至更高速率级别。同时硅光技术凭借自身低功耗、低成本、高传输速率等优点在数通领域的优势也愈加凸显。除此之外，在数据中心领域，交换机与服务器正在迈向第五代高速总线。

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