本文主要介绍的是关于单极性pwm的相关介绍，并着重对单极性pwm的原理图及其应用进行了详尽阐述。

  PWM的控制方式是对半导体开关器件进行通断控制，使输出得到一系列等幅脉冲，用以等效正弦波或所需要的波形，从调制脉冲的极性看，PWM又可大致分为单极性PWM和双极性PWM两种。

  调制信号Ur为正弦波，载波Uc在Ur的正半周为正极性的三角波，在Ur的负半周为负极性的三角波。

  单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证能够获得理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周工作在高频，从而在很大程度上减小了开关损耗，且可使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其常规使用的寿命均衡，对增加可靠性有利。

  针对输出波形，相比于双极性PWM模式，单极性PWM模式的输出电压中、高次谐波分量要小得多。

  随着大功率半导体技术的发展，全控型电力电子器件组成的脉冲宽度调制（PWM）技术在雷达天线控制管理系统中得到了广泛的应用。雷达天线控制管理系统一般都会采用脉冲宽度调制（PWM）技术实现电机调速，由功率晶体管组成的H桥功率转换电路常用于拖动伺服电机。根据在一个开关周期内，电枢两端所作用的电压极性的不同分为双极性和单极性模式PWM。

  双极性PWM功率转换器中，同侧的上、下桥臂控制信号是相反的PWM信号；而不同侧之间上、下桥臂的控制信号相同。在PWM占空比为50％时，虽然电机不动，电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都是交变的，交变电流的平均值为零，电动机产生高频的微振，能消除摩擦死区；低速时每个功率管的驱动脉宽仍较宽，有利于保证功率管的可靠导通。但是，在工作过程中，四个功率管都处于开关状态，开关损耗大，而且易发生“直通臂”的情况；更严重的情况在于——电机电枢并非绝对的感性元件，在电机不动时，由于此时通过电枢上的交变电流，电枢的内部电阻会消耗能量，造成了不必要的损耗，降低了功率变换器的转换效率。

  单极性PWM功率转换器中，一侧的上、下桥臂为正、负交替的脉冲波形，另外一侧的上桥臂关断而下桥臂恒通。在工作时一侧的上、下桥臂总有一个始终关断，一个始终导通，运行中无须频繁交替导通，因而减少了开关损耗；在PWM占空比为0％时，电机停止，H桥完全关断无电流通过，此时电机的内部电阻不消耗能量；由于单极性比双极性PWM功率变换器的电枢电路脉动量较少一半，故转速波动也将减小。但是，单极性和双极性PWM都存在可能的“直通臂”情况，应设置逻辑延时。

  在进行H桥功率转换电路设计的时候。要解决一个基本的问题一高端门悬浮驱动。通常有如下几种方式：第一，直接采用脉冲变压器进行隔离及悬浮；第二，采用独立的悬浮电源；第三，动态自举技术。前两种方法使用时大量使用分立元件，增加了调试难度、电路的可靠性变差、印制电路板的面积相应变大。而动态自举技术目前已被许多专用电路采取，此类产品集成度高、体积小巧、稳定性很高、使用单一电源即可对栅极驱动。但是此类器件在使用时，必须外接自举二极管和自举电容，并连接合适的充放电回路，组成一个动态自举电路。这个动态自举的过程必须是循环往复的，才可能正真的保证H桥高端栅极的开通和关断。下面设计的单极性PWM电路将会解决上述问题。

  在这里，我们第一步设计了一个单极性PWM脉冲分配电路，如图1所示。输入信号包括一个方向信号和一个脉冲宽度调制信号，这两个输入信号经过脉冲分配便产生单极性PWM脉冲。信号地和功率地通过高速光电耦合器隔离。调节脉冲宽度调制信号的占空比即可调节单极性PWM脉冲的占空比。这里的方向信号用来切换电动机转动的方向，这样的做法区别于双极性PWM中的转动方向靠PWM的占空比来决定的做法。有必要注意一下的是图1中的NE555电路，起到脉冲检测的作用。当脉冲宽度调制输入信号脉冲丢失时，此时输出低，将低端强制拉低，整个H桥关断。电路的仿线 驱动和功率转换电路设计

  脉冲分配电路产生的单极性PWM脉冲，送入半桥驱动器放大。如图2所示，国际整流器公司生产的IR2308和由

  组成的H桥驱动和功率转换电路。IR2308在驱动高端栅极时，必须外接自举二极管和自举电容，当Vs脚通过低端IGBT和电机负载拉到地时，自举电容由直流+18 V通过自举二极管对电容充电；低端IGBT关断时，电容通过IR2308的内部推挽结构经HO脚对高端IGBT栅极充电，使其饱和导通。IR2308内部死区保护单元为IGBT开关延时提供了死区时间，消除了“直通臂”的现象。在正常工作时，由于对侧低端的IGBT始终开通，故此时自举电容能够最终靠电机负载对地充电，减小了因对高端栅极的充电导致的自举电压降的波动，能够准确的看出这是一个动态自举的过程。

  自举元件参数的选择对自举效果存在重要影响。以下方程详述了自举电容提供的最小充电电荷：

  其中：Qg为高端IGBT的门电荷，f为工作频率，ICbs（leak）为自举电容漏电流（使用瓷片电容时可忽略），Iqbs（max）为最大VBS静态电流，Qls为每个周期的电平转换所需要的电荷。自举电容一定要能提供上述电荷，并且保持满电压，否则有几率会使自举电压产生很大的纹波，当低于自举电压欠压封锁电压时，使得高端输出停止。因此自举电容上的电路至少要取公式（1）计算值的两倍才比较稳妥。

  其中：Vcc为逻辑电路部分的电压源，Vf为自举二极管的正向压降，VLS为低端IGBT上的压降，VMin为‰与Vs之间的最小电压。自举电容漏电流ICbs（leak）仅与自举电容是电解时有关，如果采用别的类型的电容，则可忽略，因此尽可能使用非电解电容。自举二极管一定要能承受线的电路中，当高端IGBT导通并且大约等于母线电压Vbus时，就会出现此现象。自举二极管的高温反向漏电流特性在那些需要电容来保存电荷-段延时时间的应用中是一个重要的参数。同样，为了减小由自举电容馈入电源的电荷，应选用超迅速恢复二极管。推荐自举二极管的特性如下：最大反向电压：VRRM≥母线电压Vbus；最大反向恢复时间：trr≤100 ns；正向电流：IF≥Qbsf。

  使用H桥电路驱动100 V／2 A的直流伺服电机，所以要求H桥的母线V，流过各开关的最大电流为2 A。因此电桥使用的IGBT的集电极一发射极间电压VCES的绝对最大额定值应该大于100 V，集电极电流IC的最大额定值在2 A以上。对于电动机这样的感性负载，当驱动电压突动机产生的反电动势烧坏开关器件，在H桥各开关中必须接入续流二极管，用于吸收反电动势。很多开关用IGBT在集电极和源极之间内藏续流二极管，因此二极管的应该满足峰值恢复电流Irr大于2 A（100 V／2 A的直流伺服电机），反向电压UR应该大于H桥供电电压100 V。仙童公司生产的IGBTFGA25N120满足上述要求，参数裕量很大，如表1所示。将表1中相关参数带入公式（1）得出自举电容提供的最小充电电荷Qbs=612．5 nC，代入自举二极管正向电流公式即可计算出自举二极管正向电流Ip≥12．25 mA，考虑上面推荐的自居二极管特性，我们选用HER207。将最小充电电荷Qbs带入公式（2）得到最小的自举电容值C≥113．4 nF，选用220 nF的高压瓷片电容。

  当τ=0％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。测得逻辑控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此结果与图3（c）仿真逻辑一致。因为此时H桥的4个IGBT全部关断，故此时不存在开关损耗；尽管电动机存在内部电阻，但此时没有电流流过H桥，电动机也不消耗能量。当τ=100％时，其结果与τ=0％时完全相同。当τ=90％时，这样一个时间段电压的占空比很宽，天线处于一个比较高的转速，测得流过电机电枢平均电流Iov为1．72 A，由（3）计算出电枢两端平均电压UAB=86．4 V，那么电源输入功率为：

  UAB=α（Vbus-2VCE（sot）-（1-α）（Vbus-2VCE（sot））=（2α-1）（Vbus-2VCE（sot）），α为占空比 （11）

  当α=50％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。但是此时电机电枢两端的电流是交变通断的，因此会消耗功率电枢内部电阻上，同时IGBT由于每个周期的交替导通和关断，会存在4个IGBT开关损耗。与单极性PWM占空比α=90％相对应的双极性PWM占空比为UAB=95％，此时电枢两端平均电压=86．4 V。但在一个开关周期里，比单极性PWM电路要多出两个IGBT开关损耗，同时电枢内部电阻在整个开关周期里都消耗功率。因此能发现，双极性PWM较单极性PWM电路在拖动天线时，浪费在开关损耗和铜损上的功率更多，因此导致转换效率的降低，也降低了天线的转速。